電源適配器電流檢測(cè)電路

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電源適配器電流檢測(cè)電路

在電源適配器的設(shè)計(jì)中常常會(huì)用需要用到電路拓?fù)?。電源適配器功率開關(guān)電路的電路拓?fù)浞譃殡娏髂Ｊ娇刂坪碗妷耗Ｊ娇刂?。電流模式控制具有?dòng)態(tài)反應(yīng)快、補(bǔ)償電路簡單、增益帶寬大、輸出電感小、易于均流等優(yōu)點(diǎn)，因而得到了越來越廣泛的應(yīng)用。而在電流模式的控制電路中，需要準(zhǔn)確、高效地檢測(cè)電流值，故電流檢測(cè)電路的實(shí)現(xiàn)就成為一個(gè)重要的問題。對(duì)于一個(gè)成本壓力很大的電源適配器系統(tǒng)來說，設(shè)計(jì)中的電流檢測(cè)成本必須具有吸引力，將電流檢測(cè)通道上的功率損耗降到最小來提高效率，在成本和效率之外還要求體積小，這對(duì)于安裝到電路板上的電源適配器模塊來說是一個(gè)關(guān)鍵要求。其他方面的考慮還包括高精度（可以簡化或省去系統(tǒng)內(nèi)部校準(zhǔn)）和足夠高的隔離電壓（在AC/DC轉(zhuǎn)換器中這是一個(gè)重要的考慮因素），還有就是用于高頻系統(tǒng)應(yīng)用的寬工作帶寬。
在高頻電源適配器中，需要檢測(cè)出開關(guān)管、電感等元器件的電流提供給控制、保護(hù)電路使用。電流檢測(cè)方法有電流互感器、霍爾元件和直接電阻取樣。采用霍爾元件取樣可以檢出直流信號(hào)，信號(hào)還原性好，控制電路和主功率電路有隔離，但有微秒級(jí)的延遲，并且價(jià)格比較高。采用電阻取樣價(jià)格非常低，信號(hào)還原性好，但是控制電路和主功率電路不隔離，功耗比較大。
在電流環(huán)的控制電路中，電流放大器通常選擇較大的增益，其好處是可以選擇一個(gè)較小的電阻來獲得足夠的檢測(cè)電壓，而檢測(cè)電阻小，損耗也小。電流檢測(cè)電路的實(shí)現(xiàn)方法主要有電阻檢測(cè)、霍爾檢測(cè)和電流互感器檢測(cè)。
可用的電流檢測(cè)解決方案分為兩大類，即單芯片方案和分立電路方案。電流檢測(cè)放大器通過測(cè)量一個(gè)小值串聯(lián)電阻上的電壓產(chǎn)生一個(gè)代表電流的電壓信號(hào)。很顯然，該電阻將產(chǎn)生功耗，并且該功耗隨著電流的增大而增大，而為了限制噪聲，放大器的帶寬通常較窄。這些特性使得該技術(shù)最適于小電流直流系統(tǒng)和低頻交流系統(tǒng)，而不適合那些高頻和大電流開關(guān)模式設(shè)備。
霍爾效應(yīng)和磁阻（MR）器件是通過檢測(cè)有電流流過的電感器產(chǎn)生的磁場(chǎng)來工作的，因此產(chǎn)生的功耗要低得多。但這些器件的工作帶寬較窄，體積大，成本高，而且輸出信號(hào)小，噪聲大，還有偏移和溫度誤差，這些都降低了檢測(cè)的精度。
電源適配器電流互感器（CT）的工作原理是將流經(jīng)初級(jí)線圈的電流反映到次級(jí)，再在次級(jí)通過一個(gè)外部負(fù)載電阻轉(zhuǎn)換成電壓。CT已被廣泛接受，因?yàn)樗鼈冃枰耐鈬钌伲ぷ鞣€(wěn)定，提供固有的高隔離度，而且便宜。不過其體積較大，功率損耗相對(duì)較高，有時(shí)還需要額外的電路進(jìn)行磁芯復(fù)位。許多小型CT還是手工繞制的，因而存在機(jī)械完整性問題，例如抽頭間隔的一致性差。
低端FET和DCR檢測(cè)電路都是檢測(cè)電路中已經(jīng)存在的電阻上的電壓，因此實(shí)際上它們自身并不會(huì)帶來什么損耗。在DCR檢測(cè)方案中，輸出濾波器上的RC電路使得這種組合電路看上去像是電阻。連接到這個(gè)“虛擬電阻”上的放大器檢測(cè)電流的方式與前面所述的串聯(lián)電阻檢測(cè)放大器方案是一樣的。與DCR類似，低端FET檢測(cè)方案也是檢測(cè)電阻上的電壓，不過是采用低端電阻RDS(ON)作為檢測(cè)電阻。雖然這兩種方法都需要較多的通用運(yùn)算放大器和無源器件，但在目前最低成本和最低損耗的系統(tǒng)中仍有使用。這些方案不利的一面是，安裝體積大，有時(shí)還需要額外的系統(tǒng)校準(zhǔn)電路來解決檢測(cè)量誤差（有時(shí)誤差高達(dá)±40%）。

1．電阻檢測(cè)
電阻檢測(cè)有兩種，如圖3-1和圖3-2所示。當(dāng)采用圖3-1所示方法直接檢測(cè)開關(guān)管的電流時(shí)，還必須在檢測(cè)電阻Rs旁并聯(lián)一個(gè)小RC濾波電路，如圖3-3所示。因?yàn)楫?dāng)開關(guān)管斷開時(shí)集電極電容放電，在電流檢測(cè)電阻上產(chǎn)生瞬態(tài)電流尖峰，此尖峰的脈寬和幅值足以使電流放大器鎖定，從而使PWM電路出錯(cuò)。

但是在電源適配器電路設(shè)計(jì)時(shí)，特別在設(shè)計(jì)大功率、大電流電路時(shí)采用電阻檢測(cè)的方法并不理想，因?yàn)闄z測(cè)電阻損耗大，達(dá)數(shù)瓦甚至十幾瓦，而且很難找到幾百毫歐或幾十毫歐的小電阻。

2．電源適配器電流互感器檢測(cè)
電流互感器檢測(cè)具有能耗小、頻帶寬、信號(hào)還原性好、價(jià)格低、控制電路和主功率電路隔離等諸多優(yōu)點(diǎn)。在Push-Pull、Bridge等雙端變換器中，功率變壓器原邊流過正負(fù)對(duì)稱的雙極性電流脈沖，沒有直流分量，電流互感器可以得到很好的應(yīng)用。但在Buck、Boost等單端應(yīng)用場(chǎng)合，開關(guān)器件中流過單極性電流脈沖，原邊包含的直流分量不能在副邊檢測(cè)信號(hào)中反映出來，還有可能造成電流互感器磁芯單向飽和。為此，需要對(duì)由電流互感器構(gòu)成的檢測(cè)電路進(jìn)行一些改進(jìn)。
在大功率電路中使用的電流互感器檢測(cè)電路如圖3-4所示。電流互感器檢測(cè)在保持良好波形的同時(shí)具有較寬的帶寬，還提供了電氣隔離，并且檢測(cè)電流小，損耗也小，檢測(cè)電阻可選用稍大的值，如一二十歐的電阻。電流互感器將整個(gè)瞬態(tài)電流，包括直流分量耦合到副邊的檢測(cè)電阻上進(jìn)行測(cè)量，但同時(shí)也要求電流脈沖每次過零時(shí)磁芯能正常復(fù)位，尤其在平均電流模式控制中電流互感器檢測(cè)更加適用，因?yàn)樵谄骄娏髂Ｊ娇刂浦斜粰z測(cè)的脈沖電流在每個(gè)開關(guān)周期中都回零。

為了使電流互感器完全地磁復(fù)位，就需要給磁芯提供大小相等、方向相反的伏秒積。在多數(shù)電源適配器電路拓?fù)渲校娏鬟^零時(shí)占空比接近100%，所以電流過零時(shí)磁復(fù)位時(shí)間在開關(guān)周期中只占很小的比例。要在很短的時(shí)間內(nèi)復(fù)位磁芯，常需在電流互感器上加一個(gè)很大的反向偏壓，所以在設(shè)計(jì)電流互感器電路時(shí)應(yīng)使用高耐壓的二極管耦合在電流互感器副邊和檢測(cè)電阻之間。
3．防止電源適配器電流檢測(cè)電路飽和的方法
如果電流互感器的磁芯不能復(fù)位，將導(dǎo)致磁芯飽和。電流互感器飽和是一個(gè)很嚴(yán)重的問題，首先是不能正確測(cè)量電流值，從而不能進(jìn)行有效的電流控制；其次使電流誤差放大器總是“認(rèn)為”電流值小于設(shè)定值，這將使電流誤差放大器過補(bǔ)償，導(dǎo)致電流波形失真。
電流互感器檢測(cè)最適合應(yīng)用在對(duì)稱的電路，如推挽電路和全橋電路中。對(duì)于單端電路，特別是升壓電路，會(huì)產(chǎn)生一些必須關(guān)注的問題。對(duì)于升壓電路，電感電流就是輸入電流，那么在電流連續(xù)工作方式下，不管是充電還是放電，電感電流總是大于零，即在直流值上疊加一個(gè)充放電的波形。因此電源適配器電流互感器不能用于直接測(cè)量升壓電路的輸入電流，因?yàn)殡姼须娏鞑荒芑亓愣怪绷髦怠皝G失”了；并且電流互感器因不能磁復(fù)位而飽和，從而失去過流保護(hù)功能，輸出產(chǎn)生過壓等。在降壓電路中也存在同樣的問題，電流互感器不能用于直接測(cè)量輸出電流。
解決這個(gè)問題的方法是用兩個(gè)電流互感器分別測(cè)量開關(guān)電流和二極管電流，如圖3-4所示的電感電流是這兩個(gè)電流的合成，這樣每個(gè)電流互感器就有足夠的時(shí)間來復(fù)位了。但要注意這兩個(gè)電流互感器的匝比應(yīng)一樣，以確保檢測(cè)電阻Rs上的電流對(duì)稱。
功率因數(shù)校正電路一般采用升壓電路，用雙互感器檢測(cè)，但在線電流過零時(shí)，電流互感器也特別容易飽和，因?yàn)榇藭r(shí)的占空比約為100%，從而容易造成磁芯沒有足夠的時(shí)間復(fù)位。為此，可以在外電路中采取一些措施來防止電流互感器飽和，如對(duì)電流放大器的輸出進(jìn)行鉗位來限制其輸出電壓，并進(jìn)一步限制占空比小于100%，電路如圖3-5所示。設(shè)定鉗位電壓的過程很簡單，在剛啟動(dòng)時(shí)電流放大器鉗位在一個(gè)相對(duì)較低的值（大約4V），系統(tǒng)開始工作，但過零誤差很大；一旦系統(tǒng)正常工作后，鉗位電壓將升高，電流互感器接近飽和，鉗位電壓最多升到6.5V（低電壓大負(fù)載時(shí)）并且電流的THD在可接受的范圍內(nèi)（小于10%），以限制最大占空比。設(shè)定的鉗位電壓不能太低，否則將使電流過零畸變大。
如果需要更好的特性或需要運(yùn)行在寬范圍內(nèi)，可以用圖3-6所示的電路，這個(gè)電路將根據(jù)線電壓反向調(diào)節(jié)鉗位電壓。

電源適配器除了改進(jìn)外電路，還可以改進(jìn)電流檢測(cè)電路。一般利用電流檢測(cè)電路自復(fù)位，即利用磁芯中存儲(chǔ)的能量和電流互感器的開路阻抗在短時(shí)間內(nèi)產(chǎn)生足夠的伏秒積來復(fù)位。但當(dāng)占空比大于50%，特別是接近100%時(shí)，可能沒有足夠的時(shí)間來使磁芯復(fù)位。這時(shí)除電流放大器輸出鉗位外，還可以采用強(qiáng)制復(fù)位電路。
強(qiáng)制磁芯復(fù)位的電路很多，如使用附加線圈或中心抽頭的線圈，但最簡單的方法是采用圖3-7和圖3-8所示的電路來強(qiáng)制磁芯復(fù)位。采用脈沖電流強(qiáng)制復(fù)位電路和自復(fù)位電路沒有差別，當(dāng)復(fù)位時(shí)從UCC通過Rr的電流中加入磁芯復(fù)位電流，寄生電容快速充電，副邊電壓反向，伏秒積增加，磁芯復(fù)位速度加快。如果需要得到負(fù)的檢測(cè)電壓而又不想用負(fù)電壓強(qiáng)制復(fù)位，則采用圖所示的電路。

對(duì)于電流檢測(cè)電路磁芯復(fù)位還要考慮的一個(gè)因素是副邊線圈的漏感和分布電容。為了減小電源適配器損耗，一般選擇匝比較大的電流互感器，但匝比大，副邊線圈的漏感和分布電容大。漏感影響電流上升和下降的時(shí)間，分布電容則影響電流互感器的帶寬。并且在磁芯復(fù)位時(shí)，副邊電感和分布電容諧振，如果分布電容大，則諧振頻率低，周期長，那么在占空比大、磁芯復(fù)位時(shí)間短時(shí)，副邊線圈就沒有足夠的時(shí)間來釋放能量使磁芯復(fù)位了。所以，應(yīng)盡量不選擇匝比太大的電流互感器。

4．電流互感器的下垂效應(yīng)
電流互感器副邊的脈沖電流要減去電流互感器繞組上的脈沖電壓在副邊產(chǎn)生的一個(gè)從零開始隨時(shí)間線性增長的磁化電流，才等于檢測(cè)電阻上的電流。該磁化電流的大小為：式中：Us為副邊電壓，Ls為副邊電感，n=Ns/Np，Δt為電流波脈寬。

剛開始時(shí)副邊電流是原邊電流的n倍，但隨時(shí)間增加，磁化電流加大，副邊電流下降得很厲害，這就是電流互感器的下垂效應(yīng)。所以，為了得到較大的副邊檢測(cè)電壓，不應(yīng)完全靠增大檢測(cè)電阻Rs的阻值來實(shí)現(xiàn)，也要靠減小副邊下垂效應(yīng)來增加副邊的脈沖電流，同時(shí)Rs的阻值大也將使磁芯復(fù)位困難。
如式所示，副邊電感值越大，下垂效應(yīng)越??；匝比越小，下垂效應(yīng)也越小。但最好不要靠減少副邊的匝數(shù)來減小匝比，因?yàn)檫@將使副邊的電感減小，應(yīng)在空間允許的情況下通過增加原邊匝數(shù)來減小匝比。
在電源適配器設(shè)計(jì)中，電流互感器檢測(cè)電路要充分考慮電路拓?fù)鋵?duì)檢測(cè)效果的影響，需要綜合考慮電流互感器的飽和問題和副邊電流的下垂效應(yīng)，以選擇合適的磁芯復(fù)位電路、匝比和檢測(cè)電阻。

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| 發(fā)布時(shí)間：2019.06.01 來源：電源適配器廠家

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