電源適配器箝位電路與級沖電路的選擇

  16V電源適配器箝位電路分析

  箝位電路選擇300F箝位電容器和4.7kn放電電阻?時間常數(shù)為15.5μs,低于開關(guān)周期的25F,時間常數(shù)設計合理?

  變壓器一次側(cè)漏感一般為勵磁電感的3%-5%,在這個評估電路中約為30-50H?當變壓器一次側(cè)漏感為3uH對應的最大儲能為

  假設變壓器漏感儲能全部釋放到箝位電容器,即

  假設位電容器初始電壓為S0V,則箝位電容器箝位終了電壓為

  在30kHz頻率下,變壓器一次側(cè)漏感釋放的損耗功率為

  很顯然,這個損耗大約為輸出功率的10%,這就是說即使變壓器一次側(cè)漏感比上述計算值低,變壓器漏感造成的實際損耗有可能會使得效率降低5%-8%,即使變壓器一次側(cè)漏感為變壓器一次側(cè)勵磁電感的1%,也會使電源適配器降低約2%的效率

  與此同時,箝位電路的放電電阻的功率也要在3W以上?

  2.6V電源適配器緩沖電路參數(shù)分析

  圖11-1的電路中設置了緩沖電路,其目的就是要緩沖開關(guān)管關(guān)斷過程的的緩沖電容器電壓上升速度,降低由此引起過高的輸出電壓尖峰和EMI

  圖11-1的電路選擇了680PF緩沖電容器和2.7kn放電電阻,時間常數(shù)為1.84μs,可以滿足在最低負載時的緩沖電容器放電的要求?

緩沖電容器可以緩解開關(guān)管關(guān)斷過程的電壓上升速率,在最重負載和最高交流輸入電壓  條件下開關(guān)管的峰值電壓將達到350V左右?如果沒有緩沖電容器,開關(guān)管得漏一源極電壓將在不到100ms上升到350V?根據(jù)電容器電壓與電流?電容量的關(guān)系:

或

應用680pF緩沖電容器,會使得開關(guān)管的漏一源極電壓上升的施加“增加”:

表明,應用680pF緩沖電容器,會使得電源適配器開關(guān)管的漏一源極電壓上升時間從不到10加到200ns以上?

緩沖電路可以帶來輸出電壓尖峰的減小,但是會使得損耗增加?選用680PF緩沖電容器?電壓幅值350V?開關(guān)頻率40kHz,電路帶來的損耗為

緩沖電路的損耗又造成了電源適配器效率損失約5%?

通過分析可以看到,圖11-1中的RCD箝位電路?緩沖電路會造成電源適配器效率降低約10%?

輔助繞組側(cè)的放電電阻和電流檢測電阻

輔助繞組側(cè)的放電電阻作用為降低因變壓器各繞組之間不能完全耦合所導致的負載電流調(diào)整率,這個電阻值越小,負載調(diào)整率越低

圖11-1的電路中這個電阻值為680,所產(chǎn)生的功率損耗約0.7W?這將使得整個電源適配器效率降低3%。

電流檢測電阻為0.50,在2A峰值電流?占空比0.4條件下產(chǎn)生的損耗為0.73W?

小結(jié)

本節(jié)給出的最原始的UC3842控制的反激式電動玩具電源適配器,由于當時的歷史條件和技術(shù)條件限制,所設計的電路在今天看已經(jīng)很落后了?現(xiàn)在的技術(shù)完全可以將電源適配器效率電壓調(diào)整率大大改善,至少可以做到80%的效率?

變壓器一次側(cè)反饋的電壓精度和調(diào)整率都比較差,隨著光耦合器反饋技術(shù)的進步,利用光耦合器反饋已經(jīng)成為多數(shù)的反激式電源適配器的首選?同時,由于T431的應用,使得T431加光耦合器構(gòu)成反饋加誤差放大器組合的“標準”配置,致使UC3842中的誤差放大器形同虛設?所以后來的電源適配器控制芯片均取消了內(nèi)置誤差放大器?

經(jīng)驗估計緩沖網(wǎng)絡元件值

分布式輔助電源適配器系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)框圖

電源適配器輸出模塊

高頻扼流圈實例

穩(wěn)定的輔助變換器